該電源可以在輸人電壓從10．5V到15V變化范圍內(nèi)，輸出220V±10V的正弦波交流電壓，頻率50Hz±O．5Hz，直流分量<lV，電壓波形畸變率<5％，并且有很強的過載能力。由于采用了單片機數(shù)字化SPWM控制方式，控制靈活方便，可以在不改變電路結構的條件下，只改變程序，使逆變器輸出110V、60Hz正弦波交流電，以適應不同用戶的需求。

　　l 主電路

　　逆變電源主電路采用推挽升壓和全橋逆變兩級變換，如圖1所示。

　　輸入電壓一端接在變壓器原邊的中間抽頭，另一端接在開關管S1及S2的中點。控制S1及S2輪流導通，在變壓器原邊形成高頻的交流電壓，經(jīng)過變壓器升壓、整流和濾波在電容C1上得到約370 V直流電壓。對S3～S6組成的逆變橋采用正弦脈寬調(diào)制，逆變輸出電壓經(jīng)過電感L、電容C2濾波后，最終在負載上得到220 V、50 Hz的正弦波交流電。采用高頻變壓器實現(xiàn)前后級之間的隔離，有利于提高系統(tǒng)的安全性。

輸入電壓10．5～15 V，輸入最大電流15 A，考慮一倍的余量，推挽電路開關管S1及S2耐壓不小于30 V，正向電流不小于30 A，選用IRFZ48N。

　　升壓高頻變壓器的設計應滿足在輸入電壓最低時，副邊電壓經(jīng)整流后不小于逆變部分所需要的最低電壓350 V，同時輸入電壓最高時，副邊電壓不能過高，以免損壞元器件。同時也必須考慮繞線上的電壓降和發(fā)熱問題。選EE型鐵氧體磁芯，原副邊繞組為7匝：300匝。關于高頻變壓器的設計可以參考文獻。

　　變壓器副邊輸出整流橋由4個HER307組成．濾波電容選用68μF、450 V電解電容。

　　根據(jù)輸出功率的要求，輸出電流有效值為0 6～O.7 A，考慮一定的電壓和電流余量，逆變橋中的S3～S6選用IRF840。逆變部分采用單極性SPWM控制方式，開關頻率fs=16 kHz。

　　假沒濾波器時間常數(shù)為開關周期的16倍，即諧振頻率取1 kHz，則有

　　濾波電感電容LC≈2．5×10-3，可選取L=5 mH，C=4．7μF。濾波電感L選用內(nèi)徑20 mm，外徑40 mm的環(huán)形鐵粉芯磁芯，繞線采用直徑O．4 mm的漆包線2股并繞，匝數(shù)180匝。

　　2 數(shù)字化SPWM控制方法

　　該逆變電源的控制電路也分為兩部分。前級推挽升壓電路由PWM專用芯片SG3525控制，采樣變壓器繞組電壓實現(xiàn)電壓閉環(huán)反饋控制。后級逆變電路由單片機PICl6C73控制，采樣母線電壓實現(xiàn)電壓前饋控制。前級控制方法比較簡單，在這里主要介紹后級單片機的數(shù)字化SPWM控制方式。

　　2.l 正弦脈寬調(diào)制SPWM

　　正弦脈寬調(diào)制SPWM技術具有線性調(diào)壓、抑制諧波等優(yōu)點，是目前應用最為廣泛的脈寬調(diào)制技術．一般用三角波μc作為載波信號，正弦波ug=UgmSin2πfgt作為調(diào)制信號，根據(jù)μ和μg的交點得到一系列脈寬按正弦規(guī)律變化的脈沖信號。則可以定義調(diào)制比m=Ugm／Ucm，頻率比K=fc／fa=Tg／Tco。

正弦脈寬調(diào)制可以分為單極性SPWM和雙極性SPWM。雙極性SPWM的載波為正負半周都有的對稱三角波，輸出電壓為正負交替的方波序列而沒有零電平，因此可以應用于半橋和全橋電路。實際中應選擇頻率比K為奇數(shù)，使得輸出電壓μo具有奇函數(shù)對稱和半波對稱的性質，μc無偶次諧波。但是輸出電壓μc中含有比較嚴重的n=K次中心諧波以及n=jk±6次邊頻諧波。其控制信號為相位互補的兩列脈沖信號。

　　單極性SPWM的載波為單極性的不對稱三角波，輸出電壓也是單極性的方波。因為輸出電壓中包含零電平，因此，單極性SPWM只能應用于全橋逆變電路。由于其載波本身就具有奇函數(shù)對稱和半波對稱特性，無論頻率比K取奇數(shù)還是偶數(shù)輸出電壓Uo都沒有偶次諧波。輸出電壓的單極性特性使得uo不含有n=k次中心諧波和邊頻諧波，但卻有少量的低頻諧波分量。單極性SPWM的控制信號為一組高頻(載波頻率fe)脈沖和一組低頻(調(diào)制頻率fk)脈沖，每組的兩列脈沖相位互補。由三角載波和正弦調(diào)制波的幾何關系可以得到，在k》l時，高頻脈沖的占空比D為

　　2．2 PIC單片機的軟件實現(xiàn)

　　PICl6C73是Microchip公司的一款中檔單片機，它功能強大而又價格低廉。PICl6C73內(nèi)部有兩個CCP(Capture、Compare、PWM)模塊，當它工作在PwM模式下，CCP x引腳就可以輸出占空比10位分辨率可調(diào)的方波，圖2為其工作原理圖。

　　TMR2在計數(shù)過程中將同步進行兩次比較：TMR2和CCPRxH比較一致將使CCPX引腳輸出低電平；TMR2和PR2比較一致將使CCPx引腳輸出高電平，同時將TMR2清O，并讀入下一個CCPRxH值，如圖3所示。因此，設定CCPRxH值就可以設定占空比，設定PR2值就可以設定脈沖周期。脈沖占空比D可以表示為

　　在本設計中，全橋逆變器采用單極性SPWM調(diào)制方式。CCP1模塊用來產(chǎn)生高頻脈沖，CCP2模塊用來產(chǎn)牛低頻脈沖。選擇16M晶振，根據(jù)脈沖周期Tc=[(PR2)+l]×4×4*Tosc和頻率比k=Tg／Tc,可以取PR2=249，k=320，則有Tg=20 ms，高頻脈沖序列每一一個周期中包含：320個脈沖。設調(diào)制比m=0．92，將，t=TgN／320代入式(2)，聯(lián)立式(3)可以得到產(chǎn)生高頻脈沖所需要的CCP1H的取值，第0～79個脈沖為

　　CCP1H=230sin(πN/160)　�。�4）

　　式中：N為O→79。

　　考慮到正弦波的對稱性，可以得到第80～159個脈沖為

　　CCP1H=230sin[π×(80—N)／160] (5)

　　根據(jù)脈沖的互補性，可以得到第160～239個脈沖為

　　CCP1H=250—230sin(πN／160) (6)

　　第240～319個脈沖為

　　CCP1H=250—230Sin[π×(80一N)／160](7)

　　因此，在程序中存儲表格230sin(πN／160)，N∈[0，79]就可以得到整個周期320個高頻脈沖的CCP．H值。第O～79點，CCP1H為正向查表取值；第80～159點，CCP1H為反向查表取值；第160～239點CCP1H為計數(shù)周期減去正向查表值；第240~319點CCP1H為計數(shù)周期減去反向查表值。

　　對于低頻脈沖，前半個周期可以看成由占空比始終為1的高頻脈沖組成，后半個周期看成由占空比始終為0的高頻脈沖組成，因此，第O～159個脈沖，CCP2H=250，第160～319個脈沖，CCP2H=O。

　　圖4為單片機_TMR2中斷程序的流程圖，在中斷程序中查表修改CCPxL的值．就可以改變下一個脈沖的CCPxH值，從而修改下一個脈沖的占空比，實現(xiàn)SPWM控制。

　　3 實驗結果

　　實驗中，輸入電壓變化范圍為10．5~15 V，輸出濾波電感5．3mH，濾波電容8μF，從空載到150W負載狀態(tài)下都可以輸出(220±10V)、50Hz的正弦波交流電壓，如表1和表2所示。圖5和圖6分別為空載和150W純阻性負載條件下輸出電壓電流波形。可以看出輸出電壓和電流波形良好，經(jīng)測量電壓波形的THD為3．6％。

　　4 結語

　　本文詳細分析了一種正弦波輸出的逆變電源的設計，以及基于單片機的數(shù)字化SPWM控制的實現(xiàn)方法。數(shù)字化SPWM控制靈活，電路結構簡單，控制的核心部分在軟件中，有利于保護知識產(chǎn)權。